第七代IGBT模塊X 系列的基本概念和特征-富士第7代IGBT現貨查詢熱線

2019-08-18 19:31:04 Westpac Electronics

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第1章 X系列的基本概念和特征 1-1 iii 1. X系列的基本概念 1-2 2. X系列芯片特征 1-3 3. X系列封裝技術特征 1-7 4. 額定電流等級提升和模塊的小型化 1-11 5. 模塊型號的說明 1-13 6. 術語和符號 1-14 第2章 使用注意事項 2-1 1. 最大結溫 Tvj, Tvjop 2-2 2. 短路(過流)保護 2-2 3. 過壓保護和安全工作區 2-3 4. 并聯連接 2-9 5. 安裝指導 2-10

本章介紹第 7 代 X 系列 IGBT 模塊的基本概念和特征。 近年來,為了防止化石燃料枯竭和全球變暖,人們正在追求提高能源利用率和減少二氧化碳排放方面作 出了努力。因此,包括了馬達驅動等工業應用,開關電源等民生應用,以及電動汽車和鐵路、太陽能發 電和風力發電等可再生能源應用等,使用功率半導體器件的高效率電力變換裝置其適用領域和市場正在 急速擴大。

在功率半導體器件中,IGBT(絕緣柵雙極晶體管)模塊具有高速開關、大功率高效率和容易 操控的特征,從而使它在其應用領域中不斷擴大。 IGBT 模塊在投放市場以來,憑借多項技術創新實現了更低的損耗以及結構的小型化。這些創新在電力 變換裝置的高效率、小型化、高性價比作出了貢獻。然而,IGBT 模塊尺寸的小型化會導致 IGBT 模塊在 高功率密度時,結溫升高和可靠性降低。

為了進一步實現模塊的小型化和高效率,除了提高芯片性能, 創新的封裝技術(散熱性能和可靠性提高)也變得不可欠缺。為了滿足市場需求,富士電機開發了新型 芯片技術和封裝技術的第 7 代 IGBT 模塊「X 系列」。 

? 更低的變頻器損耗(芯片技術) 第 7 代 X 系列 IGBT 通過極薄的晶圓制造技術和細小的溝槽門極結構,使得它在損耗方面的表現比我們 第 6 代 V 系列 IGBT 有了突飛猛進的進步。 

? 連續運行溫度 Tvjop=175℃實現了更高電流輸出(封裝技術) 通過使用新開發的封裝技術(高散熱絕緣基板/高耐熱硅凝膠/高強度焊錫)和模塊構造的優化(綁定線 直徑/長度),提高了 X 系列在高溫工作時的穩定性和耐久性,從而將最大連續可操作結溫 Tvjop 從原來的 150℃提高到 175℃。這實現了在保持模塊原有尺寸的條件下增加了輸出能力。 

? 額定電流的提升和 IGBT 模塊的小型化 通過以上的性能提升,在保持模塊尺寸不變的同時擴大了 X 系列模塊的額定電流。 例) 1200V EP2 封裝(最大額定電流:第 6 代:50A→ 第 7 代:75A),這意味著 X 系列的技術使得 額定電流擴大了 50%。 從另一個角度來說,最大額定電流的擴大可以讓封裝尺寸減小,原來 75A/1200V 只能使用更大的 EP3 封裝(詳見第四章)。新一代的 IGBT 可以為電力變換裝置小型化以及低成本化作出貢獻。

如圖 1-2 所示是第 6 代 V 系列和第 7 代 X 系列的芯片剖面圖。第 7 代的 IGBT 芯片結構繼承了第 6 代 V 系列技術開發的場截止(Field Stop)結構和溝槽門極結構。第 7 代 X 系列與第 6 代 V 系列相比,通過 用薄晶片減少漂移層的厚度。通過采用這樣的薄漂移層,可以在第 7 代 X 系列中更進一步降低 IGBT 芯 片的導通壓降。一般來說,漂移層變薄時,可能會出現關斷時的電壓振蕩及耐壓降低,但通過進一步優 化場截止層,可以抑制電壓振蕩的同時確保足夠的擊穿電壓以達成芯片的進一步減薄。另外,與第 6 代 V 系列相比,通過使芯片表面的溝槽門極結構的細小化和最優化,可以抑制在導通時 P 通道抽出的空穴, 通過增加表面的載流子濃度來提高 IE 效果(Injection Enhanced),大幅度改善了導通壓降和關斷損耗之 間的平衡關系。

X 系列芯片的主要特征 

1. 更薄的漂移層 - 降低導通壓降 - 降低開關損耗

 2. 細小化溝槽門極結構 - 降低導通壓降 - 降低開關損耗 

3. 優化場截止層 - 抑制電壓振蕩 - 降低高溫漏電流 

2.1 導通壓降和關斷損耗之間平衡關系的改善 圖 1-3 顯示了第 7 代 X 系列和第 6 代 V 系列 IGBT 芯片輸出特性的比較。如圖所示,在額定電流條件 下,第 7 代 X 系列的導通壓降(集電極-發射極電壓)VCE(sat)降低了約 0.25V。通過降低導通壓降,可以 減小電流流過 IGBT 時產生的導通損耗(電流×導通壓降),從而可以進一步提高電力變換裝置的效率。

圖 1-4 顯示了第 7 代 X 系列和第 6 代 V 系列的關斷比較波形。通過應用更薄的漂移層及增強正效果, 顯著地降低了拖尾電流,使得 X 系列的關斷損耗降低了 10%。 圖 1-5 顯示了 IGBT 導通壓降和關斷損耗之間的平衡關系。與 V 系列相比,X 系列的導通壓降降低了 0.25V。 通過上述改善,盡管第 7 代的 IGBT 芯片尺寸有所減小,但卻實現了更低的損耗。

2.2 漏電流的改善 IGBT 在集電極和發射極之間施加反向偏壓時的漏電流具有隨著溫度的升高而增加的特性。由于在這種 高溫下的漏電流發生的損耗,使結溫進一步上升,并且隨著溫度的升高,進一步增加了漏電流,在這種 情況下可能會導致熱失控損壞。通過優化了場截止層,和第 6 代 V 系列相比,第 7 代 X 系列 IGBT 在高 溫下的漏電流降低了 28%,同時也降低了熱失控的風險,從而保證了能夠連續工作在 175℃的結溫。 2.3 FWD 反向恢復特性的改善 第 7 代 X 系列 IGBT 模塊,不僅改善了 IGBT 芯片的特性,還改善了并聯在 IGBT 上的二極管特性。 (FWD:Free Wheeling Diode) X 系列的 FWD 器件通過減小漂移層的厚度來降低正向電壓(VF)。然而,通常在二極管的漂移層變薄 時,反向恢復時耗盡層容易到達底面,從而在反向恢復時會發生電壓振蕩的問題。在 X 系列的 FWD 器 件中,通過優化芯片底面結構,可以抑制反向恢復運行期間耗盡層的延伸,防止耗盡層到達底面,從而 抑制反向恢復時的電壓振蕩和浪涌電壓。圖 1-6 表示了第 7 代 X 系列和第 6 代 V 系列的 FWD 的比較特 性。圖 1-6(a)所示,反向恢復峰值電流和拖尾電流都減小了,實現了更加平緩的反向恢復波形。而圖 1-6(b)則顯示了反向恢復損耗和正向電壓之間平衡關系的改善,與第 6 代 V 系列相比,相同的 VF 條件 下第 7 代 X 系列反向恢復損耗降低了約 30%。 一般而言,當模塊開關時發生的電磁干擾(EMI: Electro Magnetic Interference)取決于電壓斜率 dv/dt。 將反向恢復波形變軟的目的是通過降低 dv/dt 來改善 EMI。

X 系列的封裝技術特征

第 7 代 X 系列保證連續運行期間的結溫 Tvjop=175℃。為了實現這點,提高 IGBT 以及 FWD 芯片的效 率和尺寸是必不可少的。但是另一方面,由于芯片小型化而增加的功率密度導致芯片溫度的增加,因此 可能降低器件的可靠性。在第 7 代 IGBT 模塊中,通過優化模塊結構以及新開發的高耐熱和高可靠性封 裝解決了這個問題。

 ? 新材料的開發 - 高散熱陶瓷絕緣基板 ? 散熱性、可靠性提升 - 高耐熱硅凝膠

 ? 在 175℃時保證長期的絕緣性 - 高強度焊錫 

? ΔTvj 功率循環耐量的提升 ? 模塊結構的優化 - 綁定線直徑/長度優化

 ? ΔTvj 功率循環耐量提升 3.1 高散熱陶瓷絕緣基板開發 為了改善 IGBT 以及 FWD 芯片的散熱性能,第 7 代 IGBT 模塊減小了絕緣基板的熱阻,因為陶瓷絕緣 基板對芯片與散熱片之間的熱阻影響最大。低成本 Al2O3(氧化鋁)、具有高導熱性和低熱阻的 AlN(氮 化鋁)等被廣泛用作絕緣基板的材料。為了對應近年來的高輸出化·小型化的要求,具有低熱阻的 AlN 絕緣基板的應用越來越廣泛。然而,由于基板厚度大,常規的 AlN 絕緣基板具有高剛性。外殼溫度(Tc) 升高時,施加于基板下焊錫的熱應力將增加,從而降低可靠性。 如圖 1-7 所示,第 7 代 X 系列模塊,新開發的絕緣基板的 AlN 陶瓷層比以前系列更薄,并能確保高散 熱·低熱阻和長期可靠性。通常來說,當 AlN 絕緣層變薄時,會擔心陶瓷絕緣基板的絕緣強度和初始強 度降低,但是通過優化陶瓷的燒結條件解決了這些

如圖 1-8 顯示了常規的 Al2O3 基板和新開發的高散熱 AlN 絕緣基板的芯片-外殼之間熱阻曲線。如圖所 示,高散熱 AlN 絕緣基板比 Al2O3 基板的熱阻降低了約 45%(相同芯片尺寸上進行比較)。對功率密度和 芯片溫度要求比較嚴格的產品,通過使用新 AlN 絕緣基板解決了溫升和長期可靠性的問題,實現了模塊 的小型化和高溫運行。

高耐熱硅凝膠的開發 

第6代V系列的連續運行時的最大結溫(Tvjop)是150℃,第7代X系列可以保證連續最大結溫是175℃。 IGBT 模塊另一個長期可靠性的問題是在高溫條件下減緩模塊內部硅凝膠的劣化。硅凝膠是用于確保 IGBT 模塊的絕緣耐壓,通常硅凝膠會隨著溫度升高而發生固化,并且固化后的硅凝膠可能會產生裂縫, 從而降低絕緣性能,因此無法保證在高溫條件下連續運行。為了解決這個問題,開發了新高耐熱的硅凝 膠。這個高耐熱硅凝膠,通過材料組成的優化,抑制了高溫下的固化,經試驗證實,即使在高溫環境下 的放置試驗(215℃、2000 小時)也沒有出現裂紋。 圖 1-9 顯示了環境溫度和硅凝膠使用壽命的關系。橫軸是環境溫度(數值越小,溫度越高)、縱軸表示 硅凝膠的壽命。在 175℃下高耐熱硅凝膠的使用壽命比傳統的硅凝膠提高了 5 倍,并且與 150℃下的傳 統的硅凝膠具有相同的使用壽命。因此,確保 X 系列模塊在 175℃的高溫下絕緣性能可以與傳統的產品 在 150℃條件下的絕緣性能具有相同的可靠性。

高強度焊錫的開發和綁定線直徑/長度的優化

 為了確保 IGBT 模塊長期可靠性,有必要提高重復熱應力的耐受能力(ΔTvj 的功率循環耐量)。 圖 1-10 是 IGBT 模塊的剖面構造圖。在 IGBT 模塊中,將絕緣陶瓷基板焊接在銅基板上,并且將 IGBT/FWD 芯片焊接在陶瓷基板上面的銅箔。然后半導體芯片和銅箔通過鋁綁定線連接構成回路。在電 力變換裝置運行期間,IGBT 模塊溫度會升高,由于模塊內的各種材料(銅、陶瓷、半導體芯片)的膨脹 系數不同,所以在接合部位會產生機械應力。在半導體芯片的結溫 Tvj 反復上升下降的使用條件下,會重 復施加熱應力至芯片上方的綁定線和芯片下方焊接部分,導致劣化。Tvj 越高,劣化的進展速度越快。

第 7 代 X 系列對芯片上的綁定線在直徑和長度方面進行了優化。這確保了在 Tvj=175℃條件下的連續工 作也具有足夠的功率循環耐量。此外,芯片下的焊接材料已被新開發的高強度焊錫所取代。 圖 1-11 顯示了第 7 代 IGBT 模塊和第 6 代模塊的 ΔTvj 功率循環壽命曲線。第 7 代的壽命比第 6 代多了 2 倍(Tvj,max=150℃、ΔTvj=50℃)。此外,第 7 代 X 系列模塊在 Tvj,max=175℃時的功率循環耐量是等于 或者高于第 6 代 V 系列 Tvj,max=150℃時的功率循環耐量,這也保證了在 Tvj=175℃的安全運行性和高可 靠性。

額定電流等級提升和模塊的小型化

如上所述,通過改進 IGBT 和 FWD 芯片,降低了第 7 代 X 系列模塊的損耗,從而提供了更加便于用戶 使用的器件。此外,由于封裝技術的革新,大大提高了散熱性和可靠性。通過應用這些技術,IGBT 模塊 實現了更高效率,更小尺寸,更高功率密度以及高溫下更高可靠性。 圖 1-12 顯示了第 6 代 V 系列和第 7 代 X 系列(1200V/75A)額定產品應用于變頻器設備時 IGBT 模塊 的功率損耗和 IGBT 結溫的比較(計算值)。如上所述,第 7 代 X 系列中,由于減小了 IGBT 和 FWD 的 導通壓降,從而降低了 IGBT 和 FWD 的導通損耗(Psat、Pf)。此外,通過改善 IGBT 的開關特性來降低 關斷損耗(Poff),改善 FWD 的反向恢復特性來降低 IGBT 開通損耗(Pon)和 FWD 的反向恢復損耗(Prr)。 因此,在第 7 代 X 系列中,變頻器損耗降低約 10%。此外,通過降低損耗、優化高散熱絕緣基板和封裝 技術,從而現實 IGBT 的結溫也降低約 10%。

此外,第 7 代 X 系列中,通過實現在高溫下降低 IGBT 芯片的漏電流技術并應用新開發的高耐熱硅凝 膠技術,來保證在結溫為 175℃條件下的連續工作。如圖 1-13 所示,由于變頻器損耗降低和工作溫度升 高,與以前的第 6 代 V 系列相比,變頻器的輸出能力變大,相同尺寸的變頻器的輸出電流可增加約 35%。

此外,第 7 代 X 系列中,通過低損耗、高功率密度和高溫工作,實現了用同一封裝來提升電流額定值。 比如,1200 系列的 EP2 封裝中,第 6 代 V 系列的最大額定電流為 50A,而在第 7 代 X 系列中,最高額 定電流擴大到 75A。該效果可以在不改變電力變換裝置殼體尺寸的情況下增加輸出功率(圖 1-14)。

另一方面,擴大 IGBT 模塊的額定電流,也有助于電力變換裝置的小型化(圖 1-14)。如表 1-14 所示, 在第 6 代 V 系列模塊中,額定 1200V/75A 的 IGBT 模塊使用 EP3 封裝(122mm x 62mm),但在第 7 代 X 系列中,可以將相同額定值的 IGBT 裝入 EP2 封裝(107.5mm x 45mm)。這樣模塊的封裝面積(安裝 尺寸)就減少了 36%。

如上所述,第 7 代 X 系列可以在相同的額定功率下降低模塊尺寸,或者在相同封裝尺寸下提高額定功 率,這都是通過減少 IGBT 和 FWD 的損耗提高工作結溫以及新的封裝技術來實現的,通過減少系統尺寸 和提高輸出電流來實現更高效率、更低成本的電力變換裝置。

X 系列 IGBT 模塊的數據表以及應用手冊中使用最大額定/電氣特性的術語和符號,可能與第 6 代 V 系列 或者更早版本有所不同。表 1-3 列出了 X 系列和 V 系列以前主要的術語和符號,與第 6 代 V 系列或更老 的產品相比時,請使用此表作為參考。基本上符合 IEC 標準(IEC60747),但某些產品可能與 V 系列具 有相同的符號。 表 1-3 術語和符號 V 系列以前 X 系列 術語 符號 術語 符號 集電極電流 Collector current IC 集電極電流 collector current IC IC pulse 重復峰值集電極電流 Repetitive peak collector current ICRM -IC FWD 正向電流 Forward current IF -IC pulse FWD 重復峰值正向電流 Repetitive peak forward current IFRM 最大損耗 Collector Power dissipation Pc 最大損耗 Total Power dissipation Ptot 結溫 Junction temperature Tj 結溫 Virtual junction operating temperature Tvj 連續運行時的結溫 Junction temperature (Switching condition) Tjop 連續運行時的結溫 Operating virtual junction temperature Tvjop 絕緣強度 Isolation voltage Viso 絕緣強度 Isolation voltage Visol 安裝力矩 Screw torque - 散熱器安裝力矩 Ms 端子安裝力矩 Mt 熱阻(外殼-散熱器) Thermal resistance (case to heat sink) Rth(c-f) 熱阻(外殼-散熱器) Thermal resistance (case to heat sink) Rth(c-s) IGBT 熱阻(外殼-散熱器) Thermal resistance (case to heat sink per IGBT) Rth(c-s)I FWD 熱阻(外殼-散熱器) Thermal resistance (case to heat sink per FWD) Rth(c-s)D

第 7 代 X 系列 IGBT 模塊繼承了與第五代 U 系列和第六代 V 系列中使用的場截止(FS)技術和溝 槽柵結構。此外,更薄的晶圓和改善后的溝槽結構讓模塊整體性能得到了提升。 這章內容闡釋了如何使用第 7 代 X 系列 IGBT 模塊。 由于第 7 代 X 系列 IGBT 模塊在連續工作時的最大結溫 Tvjop為 175℃,因此請確認工作條件,使其 在連續工作時低于此溫度。超過此溫度使用可能會導致產品壽命縮短,例如功率循環耐量不足。 當短路發生時,IGBT 的集電極電流 IC 會增加。如果 IC 升高到了一個特定值,那么集電極和發射極 之間的電壓(VCE)會急速上升。由于此特性,雖然集電極電流在短路期間會被抑制在一個特定的大小, 但因為高電壓和大電流同時施加在 IGBT 上,必須盡可能在短時間內解除這種短路狀態。 如圖 2-1 所示為 650V 和 1200V 的 X 系列模塊施加電壓 VCC 和短路耐量(短路時間)之間的關系。 請根據實際的工作條件和需求來確定短路檢測時間和保護觸發時間以防止超出承受能力范圍。

過壓保護 由于 IGBT 的開關速度很快,當 IGBT 關斷和 IGBT 開通/FWD 反向恢復時會產生很高的 di/dt。高 di/dt 會通過外部連線的雜散電感造成很高的浪涌電壓。如果浪涌電壓超過了模塊的最大電壓等級,則會導致 模塊的損壞。有幾種抑制高浪涌電壓的方法,例如增加吸收電路,調整門極電阻 Rg,或者減少主回路電 感。

如圖 2-2 所示為關斷和反向恢復的示意圖,以及對于浪涌電壓的定義。在 IGBT 關斷的時候集電極和 發射極之間產生的浪涌電壓定義為 VCEP 。而 VAKP 則定義為當 FWD 反向恢復時在二極管陽極和陰極之 間產生的浪涌電壓。

浪涌電壓特性通過以下兩個模塊的例子來說明:7MBR100XRA065-50 (650V/100A)X 系列和 7MBR100XNA120-50 (1200V/100A) X 系列。 如圖 2-3 所示為當 IGBT 關斷時主回路雜散電感 Ls和浪涌電壓 VCEP關系的一個例子。很明顯,浪涌 電壓 VCEP隨著雜散電感 Ls的增大而升高。由于這個關系,主回路的雜散電感必須設計的盡可能的低。富 士推薦使用疊層母排來降低外部雜散電感值。 如圖 2-4 所示為印加電壓 VCC與浪涌電壓 VAKP和 VCEP關系的一個例子。我們可以清楚地發現,當升 高 VCC 時,VCEP和 VAKP也會隨之升高。

圖 2-5 分別展示了集電極電流 IC與浪涌電壓 VCEP的關系和二極管正向導通電流 IF 與 二極管反向恢 復浪涌電壓 VAKP 之間的關系。VCEP隨著 IC的升高而升高。相反,VAKP 則在 IF 值較小時變得更大。當電 流小于額定電流十分之一時 VAKP 達到最大。因此在設計階段非常有必要評估和考慮實際工作電流引起的 浪涌電壓的影響。 圖 2-6 所示為門極電阻 RG和反向恢復浪涌電壓 VAKP之間的關系。每一個小圖中有兩條曲線。其中一 條曲線代表電流為額定 100A;另一條代表電流為十分之一額定電流等級,即 10A 時的情況。需要強調 的是 VAKP 隨著 RG和 IF 的減小而增大。

由上可知,IGBT 模塊浪涌電壓的值根據所使用的驅動條件、主回路雜散電感和開關條件得不同而發生 很大的變化。除此之外,外圍電路如吸收電路、電容值和門極驅動能力也會對浪涌電壓值產生一定影響。 當使用 IGBT 模塊時,請確保使用 IGBT 的各種設備,例如逆變系統,其在所有運行條件下浪涌電壓值 均不超過反偏安全工作區(RBSOA)。若浪涌電壓超過了保證的 RBSOA 范圍,請采取措施如更換門極 電阻,降低雜散電感或增加一個吸收電路。除此之外,為了優化驅動條件,開通和關斷可以使用不同阻 值的門極電阻。 3.2 關斷時門極電阻對浪涌電壓的影響 為了設計適當的過壓保護,需要了解門極電阻和浪涌電壓之間的關系。圖 2-7 所示為 X 系列 1200V 模 塊的門極電阻 RG和關斷浪涌電壓 VCEP的關系。 請注意第四代 IGBT 模塊(S 系列)甚至更老的模塊會表現出不同的關系。為了抑制浪涌電壓,通常增 加門極電阻是個合適的對策。 現在,因為從第五代(U 系列)開始載流子注入效率已經得到改善,因此 RG和浪涌電壓的關系也發生 了改變。 由于這個變化,第 7 代 IGBT 模塊與較老的世代不同的是,增加門極電阻可能會導致更高的浪涌電壓。 因此,在設計階段請謹慎選擇合適的門極電阻值以匹配 IGBT 模塊應用中的實際要求和參數。

短路條件下的過壓保護 當短路發生時,IGBT 的集電極電流 IC迅速升高。這種情況下相比于正常關斷過程關斷能量很高。因此, 針對短路條件定義了非重復脈沖條件下額外的 RBSOA(反偏安全工作區)。 如圖 2-8 所示為第 7 代 X 系列 650V 和 1200V 模塊的 RBSOA(重復脈沖)和 RBSOA(非重復脈沖)。 短路情況下 VCE–IC 軌跡曲線必須在 RBSOA(非重復脈沖)范圍內直到被關斷。除非有特定說明,否則 RBSOA 中的電壓 VCE 是從模塊主端子處測得的電壓。

FWD 的安全工作區 在設計階段,FWD 的 SOA(安全工作區)——類似于 IGBT 的 RBSOA——需要被謹慎考慮。如圖 2-9 所示,FWD 的 SOA 是被反向恢復時的最大功率(Pmax)所限制的區域。最大功率即電流 IF和電壓 VAK 的乘積。因此,必須要確保 VAK – IF軌跡曲線一直在 SOA 的范圍之內。除非有特定說明,否則 SOA 中 的電壓 VAK 是從模塊主端子處測得的電壓。 如圖 2-9 所示為 2MBI600XNE120-50(600A/1200V)模塊 FWD 的 SOA。在這個例子中 Pmax為 420kW。

如圖 2-10(a)所示為反向恢復波形,圖 2-10(b)所示為 FWD 的 SOA 并且包括了由圖 2-10(a)所 得的反向恢復波形 VAK–IF軌跡曲線。圖中藍色的線是使用了吸收電路的 VAK–IF曲線,曲線在 SOA 范圍 內所以不會導致任何問題。 同一圖中的紅色曲線代表了超過了 FWD 的 SOA 的 VAK–IF曲線。因此,使 用這個電路可能會導致 FWD 損壞。所以,一定要采取合適的措施使得軌跡曲線維持在 SOA 的范圍內。 例如給 IGBT 使用更大的門極電阻可以達到這個效果。 門極驅動條件的設計和選擇,必須使得 VAK–IF軌跡曲線在所有工作條件下都不會超出 FWD 的 SOA 范 圍。

IGBT 模塊可以并聯連接以提高電流能力。本節闡釋了 X 系列 IGBT 模塊需要并聯連接時所要考慮的參 數。 4.1 輸出特性的結溫依存性和電流不均 輸出特性的結溫(Tvj)依存性顯著影響著并聯模塊的電流不均性。如圖 2-11 所示為第 7 代 X 系列 IGBT 模塊的典型輸出特性(VCE(sat)-IC 關系)。圖中可以看出 X 系列模塊有著正溫度關系特性,意味著 Tvj的升 高會導致更大的 VCE(sat)值。由于有著正溫度關系特性,電流不均會被自動調整,這是因為 Tvj升高時電流 IC會減小。 因為輸出特性圖 2-11 具有正溫度關系,X 系列模塊具有合適的并聯特性。根據以往的數據來看,富士 電機從第四代 IGBT(S 系列)開始就實現了正溫度關系特性。 4.2 VCE(sat) 偏差和電流不均率 IGBT 并聯模塊之間的電流分配比率叫做電流不均率 α。這個比率是由 IGBT 自身的 VCE(sat)和輸出特性 的溫度依存性決定的。 如圖 2-12 所示為兩個并聯 IGBT 模塊之間的電流不均率和 VCE(sat)之差 ΔVCE(sat)之間的關系。電流不均 率由式 2-1 所得,其中 IC1是流過兩個并聯模塊中 VCE(sat)較小的 IGBT 電流值,IC(ave) (=IC1/2+IC2/2)是兩并 聯模塊的平均電流。 如圖 2-12 所示,ΔVCE(sat)變大會導致更大的電流不均率 α。因此,模塊的并聯連接要求模塊之間 VCE(sat) 的差異盡可能的小。

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